如何推导直流反馈耦合晶体管的传递函数?

Question

我不知道从哪里开始获得该电路的传递函数。

如果我做了控制图，然后我需要知道的初始值将系统转换成拉普拉斯域，所以我想这是真正关键我坚持在那里。

我将如何得到该系统的初始值T（0）？这似乎是每一个晶体管影响其他，所以我怎么知道它稳定到？

模拟该电路- 使用的原理图CircuitLab

Answer 1

介绍

这是一个大有赶超是口头编制品制造;该示意图。它帮了不少忙。有很多细节我用这些旧BJT看到设计有，包括隔离的方法，我可能讨论以后。此外，这是我自己看得到你给图中的非专营巴士已经在很大程度上更精确的图表中呈现无实际意义。例如，我想象中的NFB从中间BJT的（你\ $ Q_2 \ $)发射器回到左侧BJT的底部(\ Q_1 \美元)实际上被a所破坏(在交流电时短路)\ \ 125美元:\μF{} \ $ \文本电容器的实际图英寸因此，它得到很重要所有详细说明以避免误解。

也就是说，要分析的直流回路对于直流工作点仍然是相似的。所以我可以忽略小信号的交流，我想，只专注于一个非常简单的方法来计算直流偏置的细节。

与其从他的答案中复制Verbal Kint的图表，我将从它中提取部分值和数字，同时消除我不关心的AC位:

模拟该电路- 使用的原理图CircuitLab

最后一个细节。我花了几分钟，但我发现\ $ B + \ $供应24 \ \ $ +: \ {V} \ $文本．这助长了\ $ 270 \：\欧米茄\ $电阻和\ \ 470美元:\μF{} \ $ \文本未在言语编制品的图中所示的电容器。这是在电容器是电压\ $ N \ $的示意图。仅供参考。(见下图底部)

直流偏置循环

这个原理图的直流工作点只需要一些起点．然后绕着它走，跟着它的结论走。

让我们从输出开始，我已经标记了文本\ $ V_ {\ {E} _6} \ $围绕一个简单的循环。(让我们分配\ $ V_ \文本{CC} = V_ \文本{N} \ $．)

1. 从文本\ $ V_ {\ {E} _6} \ $我们发现文本\ $ V_ {\ {E} _4} \大约V_{文本{E} _6 \} \压裂{R_ {18}} {R_ {17} + R_ {18}} \ $．与此相反的观点是，发射极的电流来自\ TR_4 \美元可能会打乱这个关于电阻分压器的简化假设。但计数器的计数器是收集器电流\ TR_4 \美元显然是相当小的。你只要看一眼的大小美元\ R_ {11} + R_ {12} \ $明白我的意思。所以我们可以忽略这些干扰，继续前进。
2. \ $ V _ {\文本{B} 1-6} \约V _ {\文{E}} 1-6 + V _ {\ {文本} BE 1-6} \ $（基极电压约为其发射极电压以上一个二极管压降）。因此，对于静态电流\ $ TR_5 \ $是\ $ I_{文本{Q} _5 \} \大约\压裂{CC} {V_ \文本-V_ {{E} _6 \文本}-V_{{是}_6 \文本}}{R_ {13}} \ $．
3. 美元\ I_ {{Q} _5 \文本}\ $产生一个明显的电压降美元\ R_ {15} \ $，所以我们知道文本\ $ V_ {\ {B} _4} \大约I_{文本{Q} _5 \} \ cdot R_ {15} \ $．相反的观点是\ TR_4 \美元的基极电流会引起通过的电压降美元\ R_ {10} \ $．但这本身又被一个事实所反驳\ TR_4 \美元的集电极电流是如此之小，它的基极电流是当时还小很多还在，也不会超过一伏的百分之几更多计数。因此，我们不能忽视的是分心，也和继续。
4. \ $ V _ {\文本{B} _4} \约V _ {\文{E}} _4 + V _ {\ {文本} BE _4} \ $(参见上面的第二条。)所以从上面的第3点开始美元\ I_ {{Q} _5 \文本}\ cdot R_{15} \大约V_ {{E} _4} \文本+ V_{\文本{是}_4}\ $因此文本\ $ V_ {\ {E} _4} \大约I_{文本{Q} _5 \} \ cdot R_ {15} -V_{\文本{是}_4}\ $．
5. 从# 2美元\ I_ {{Q} _5 \文本}\ $和＃4的结果，发现\ $ V _ {\文{E} _4} \约\压裂{V_ \文本{CC} -V _ {\文{E} 1-6} -V _ {\文本{BE} 1-6}} {R_ {13}} \CDOT R_ {15} -V _ {\ {文本} BE _4} \ $．
6. 但是从第一条和第五条中，你会发现\ $ V _ {\文本{E} _6} \压裂{R_ {18}} {R_ {17} + R_ {18}} \约\压裂{V_ \文本{CC} -V _ {\文本{E} _6} -V _ {\ {文本} BE 1-6}} {{R_ 13}} \ CDOT R_ {15} -V _ {\ {文本} BE _4} \ $．

解决# 6文本\ $ V_ {\ {E} _6} \ $：

$$ V _ {\文本{E} _6} \约\压裂{\压裂{R_ {15}} {R_ {13}} \ CDOT \左（V_ \文本{CC} -V _ {\文本{BE} _6} \右）-V _ {\文本{BE} _4}} {\压裂{R_ {15}} {R_ {13}} + \压裂{R_ {18}} {R_ {17} + R_ {18}}} $$

我将允许您插入值并运行Spice模拟，然后比较结果。但重点是你可以在分析电路的直流工作点时，让自己接近一个起点，没有很多麻烦。只要绕一圈走几步。说实话，也不是很难。

是的，我做了一些简化的假设。但我也为他们辩护。但如果你想花更多的时间得到稍微改善的结果，你可以包括对发射极电流的估计\ TR_4 \美元．(即使有说\ $ 20 \：\文本{V} \ $穿过\ $ R_ {11} \ $和\ $ R_ {12} \ $那只会发生\ \ 250美元:{}\ $ \μ\文本被添加到了接近\ $ 5 \：\ {文字}毫安\ $为\ $ TR_6 \ $射极电流。也许5% ?)如果你愿意，你可以加上这个调整，你也可以考虑百分之几伏特的电压美元\ R_ {10} \ $,太。但你不会走得太远，因为去那里会有更多的麻烦。

最后，我在电路的电源轨上找到了这个细节:

\ $ V_ \文本{CC} = V_ \文本{N} \ $将会对\ \: 1.5美元美元{V} \ \文本不到\ $ 24 \：\文本{V} \ $只用一个模块连接。更不用说，与其他模块。所以我不太确定的放大器级操作轨道电压。但至少，你对此有一个大概的了解。

小模特？

没有必要对杂交体\ \π\美元模型。实际上，我们可以用混合动力车\ \π\美元模型如果他们使用了发现的大信号版本在这里．但是当有人说混血儿的时候\ \π\美元模型他们几乎总是的意思是线性化大信号模型的小信号版本。他们几乎从来不吝啬大信号模型。然而，这是仅仅是将工作在这里搞清楚的直流工作点，如果你想发疯的事大信号模型。（你得真的很喜欢LambertW函数如果你也想要一个封闭的解决方案。)

线性化，小信号混合-\ \π\美元模型用于交流分析。不适用于直流工作点。

Answer 2

如果我必须确定这个传递函数，我将首先从SPICE模拟中给出有意义响应的工作电路开始。我发现本手册复制一部分NEVE的1073通道放大器:

\ \π\美元模型如下所示，其中我使用了任意值的动态基极-发射极结电阻\ r_ \π\美元和获得\ \β\美元：

\ C_6 \美元和\ C_4 \美元在小信号电路中考虑到它们的大值可以交流接地。在同一环路中，\ C_3 \美元和\ C_5 \美元，直流块，也可以短路，这让你有3个电容，使这个阶段是一个三阶放大器。

我个人会使用快速分析电路技术或事实，如所述我的书献身于某一主题的好运！